УМЗЧ с параллельной ООС (1)

      Несмотря на то что с момента появления транзисторов и разработки первых транзисторных усилителей прошло более чем полвека, многие любители музыки отдают предпочтение ламповым УМЗЧ, обеспечивающим, как правило, более тонкое и адекватное звучание по сравнению с транзисторными. Преимущество это вызвано не столько какими-то чудесными свойствами ламп, сколько несовершенством схемотехники и неэффективностью работы общей ООС большинства транзисторных усилителей [1 ]. Некоторое время назад в зарубежной литературе появились статьи [2] с описанием УМЗЧ, построенных на основе схемы ОУ с токовым входом (имеется в виду ОУ с низкоомным инвертирующим входом, например, серий AD8001, КМ1432УД1). Эти усилители более широкополосны и имеют высокую скорость нарастания выходного напряжения. Такое построение УМЗЧ, по мнению их разработчиков, позволяет значительно снизить нелинейные искажения в целом и полностью избавиться от динамических, что в итоге приводит к повышению субъективно оцениваемого качества звучания.

      В этой статье описан усилитель, несколько отличающийся по структуре от указанных выше, но в полной мере реализующий их достоинства. По субъективным оценкам предлагаемый вниманию читателей усилитель обеспечивает глубокое, чистое звучание с АС высокого качества.

      Структурная схема типового ОУ с последовательной ООС на токовый вход показана на рис. 1. Он имеет входной усилитель на транзисторах VT1, VT2 с цепями смещения G1, G2, VD1, VD2, два токовых зеркала VT3—VT6 и выходной усилитель А1 (резисторы R1, R2 являются элементами внешней ООС).
      Высокоомные базовые цепи транзисторов VT1, VT2 образуют неинвертирующий вход усилителя, а их эмиттеры, соединенные вместе — инвертирующий, низкоомный или, иными словами, токовый (откуда и произошло название: “усилитель с токовой обратной связью” — Current Feedback Audio Amplifier).

      Коллекторные токи транзисторов VT1, VT2 отражаются в “токовых зеркалах” и суммируются на входе повторителя А1, служащего для обеспечения низкого выходного сопротивления усилителя. Усиление напряжения здесь происходит в результате преобразования разностного тока коллекторов транзисторов VT5, VT6 в напряжение на высоком входном сопротивлении А1. При этом коэффициент усиления на постоянном токе и низких частотах усилителя с разомкнутой цепью ООС равен отношению этого сопротивления к общему сопротивлению цепи инвертирующего входа. С замкнутой цепью ООС коэффициент усиления можно найти из приближенного соотношения, удобного для качественной оценки частотных свойств усилителя:

UВЫХ/UBX = (1+R2/R1 )/(1 +jωC1R2). (1)

      Из этого соотношения следует, что коэффициент передачи на низких частотах здесь, как и у обычного ОУ, определяется отношением сопротивлений резисторов R1, R2, а на высоких зависит от емкости корректирующего конденсатора С1. При этом частоту, на которой усиление падает на 3 дБ, можно выразить следующим образом:

f-3=1/(2πC1R2). (2)

      Последнее соотношение показывает, что частотная полоса усилителя с токовой ООС не зависит от сопротивления резистора R1, соответствующим выбором которого можно обеспечить требуемый коэффициент передачи. При этом полоса частот не будет изменяться обратно пропорционально усилению (как у обычных ОУ) и усилитель с невысокой частотой единичного усиления сможет иметь неплохие частотные свойства при большом усилении. Кроме этого, поскольку ток перезарядки конденсатора С1 приближенно равен току инвертирующего входа, определяемому внешними цепями, теоретически можно получить неограниченную скорость нарастания выходного напряжения. В результате этого частотная полоса для большого сигнала становится практически равной малосигнальной. Здесь стоит оговориться, что на практике скорость нарастания и полоса усиления все же ограничены некоторыми величинами, а соотношения (1) и (2) справедливы для ограниченного диапазона сопротивления резисторов R1, R2 и их отношения.

      Описанная структура (рис. 1) привлекательна для построения УМЗЧ, так как вдобавок к высоким динамическим характеристикам она полностью симметрична, проста в реализации и имеет всего один каскад усиления напряжения, однако у нее есть и недостатки — невысокая точность на постоянном токе и сложность реализации на ее основе инвертирующего усилителя. Низкоомный инвертирующий вход вызывает трудности при построении УМЗЧ по инвертирующей схеме, которая предпочтительна из-за отсутствия искажений, обусловленных синфазным входным сигналом.

      На рис. 2 изображена несколько иная схема, удобная для построения инвертирующего усилителя. Здесь, в отличие от схемы, показанной на рис. 1, вместо токовых зеркал включен симметричный каскад с общей базой (VT3, VT4), являющийся повторителем тока, в результате чего высокоомный вход в этой схеме становится инвертирующим.
      Коэффициент передачи усилителя с замкнутой цепью ООС по схеме, показанной на рис. 2, и частота, на которой усиление падает на 3 дБ, определяются выражениями:

Uвых/Uвх = -(R2/R1)/[1+jωC1R3 x (1+R2/R1)]; (3)
f-3=1/[2πC1R3(1+R2/R1)]. (4)

      Из (4) видно, что, изменяя сопротивление резистора R3 обратно пропорционально коэффициенту передачи цепи OOC 1+R2/R1, можно, также как в усилителе по изображенной на рис. 1 схеме, получить независимость частотной полосы усиления от коэффициента передачи. Ток перезарядки конденсатора С1 приблизительно равен току низкоомного входа, поэтому и скорость нарастания выходного напряжения в этой схеме тоже может быть очень большой. Таким образом, последняя схема способна реализовать такие же высокие динамические характеристики, как и первая. Здесь, однако, есть одно “но”. Дело в том, что в структуре, изображенной на рис. 1, усилитель напряжения, потребляя небольшой ток покоя, способен обеспечить значительный ток перезарядки конденсатора С1. Иными словами, работает он в режиме класса АВ. Отсюда возникает одно из основных достоинств ОУ с токовым входом — малое потребление энергии. В схеме же, изображенной на рис. 2, усилитель напряжения работает только в режиме класса А, т. е. максимальный развиваемый ток перезарядки конденсатора С1 равен току покоя, протекающему через резисторы R4, R5. Значит, этот ток заведомо должен быть задан исходя изтребуемого быстродействия усилителя. Все же в УМЗЧ это “но” не является серьезным ограничением, так как работа усилителя напряжения в режиме класса А улучшает его линейность, а повышенное потребление мощности входными каскадами для УМЗЧ в целом несущественно, так как основным ее потребителем все равно является мощный выходной каскад.

      Принципиальная схема УМЗЧ, построенного на основе второй схемы, показана на рис. 3.

Технические характеристики
Номинальная выходная мощность на нагрузке сопротивлением 4 Ом* (не менее), Вт …………….100
Номинальная выходная мощность на нагрузке сопротивлением 8 Ом* (не менее), Вт ……………..60
Коэффициент усиления, дБ ……..26
Полоса усиливаемых частот по уровню -3 дБ при отключенном ФНЧ на входе**, Гц……………10…500000
Коэффициент гармоник при номинальной выходной мощности на нагрузке сопротивлением 4 Ом в диапазоне частот 20… 25000 Гц** (не более), %……0,005
Отношение сигнал/шум в полосе частот 1…25 кГц при замкнутом входе** (не менее), дБ ……………….114
Максимальная скорость нарастания выходного напряжения** (не менее), В/мкс…….200
Выходное сопротивление в диапазоне частот 20…25000 Гц** (не более), Ом…………………0,01
Постоянное напряжение на
выходе (не более), мВ ……….±5
Глубина общей ООС в диапазоне частот 20…25000 Гц (не менее), дБ ……………..48
Частота единичного усиления по петле ООС, МГц ……2…2,2
* Выходная мощность указана с учетом фактической “просадки” напряжения питания усилителя при номинальном напряжении сети.
** Параметры измерены непосредственно на выходе усилителя (до выходного ФНЧ).


      Прототипом усилителя послужила конструкция, описанная в [3].
      Работает усилитель следующим образом. Входной сигнал проходит через ФВЧ C1R2R3 с частотой среза 10 Гц и ФНЧ C2R2R3 с частотой среза 48 кГц на входной усилитель (VT1, VT2, VT4, VT5). Затем с коллекторов транзисторов VT4, VT5 сигнал через каскад сдвига уровня на VT3, VT6 поступает в каскад усиления напряжения (VT7, VT9). Далее усиленный по напряжению сигнал проходит через трехкаскадный усилитель тока на транзисторах VT10—VT17 и после выходного фильтра (L2, L3, С26—С28, R50—R53) подводится к нагрузке. В цепь общей ООС включен интегратор на ОУ DA1, минимизирующий напряжение смещения на выходе усилителя. Реле К1 служит для перевода УМЗЧ в выключенное состояние с низким потреблением энергии.

      Входной каскад выполнен, как и в большинстве ОУ с токовым входом, на основе так называемого параллельного усилителя. Элементы L1, R17—R19 образуют цепь местной ООС по току транзисторов VT4, VT5, улучшая линейность исходного (не охваченного цепью общей ООС) усилителя и его перегрузочную способность по входу. Причем глубина этой ООС увеличивается на частотах выше 125 кГц из-за возрастания индуктивного сопротивления дросселя L1. Элементы VD1, VD2, R16, R20 введены с целью ограничения перегрузки первых каскадов усилителя чрезмерным входным сигналом, а резисторы R7, R8 задают режим работы входных каскадов по постоянному току.

      Каскад сдвига уровня VT3, VT6 введен с целью снижения чувствительности усилителя к изменениям двухполярного напряжения питания 2×46 В и уменьшения нелинейности на низких частотах (возникающей в результате тепловых процессов в транзисторах VT4, VT5) вследствие стабилизации напряжения на коллекторах VT4, VT5 и снижения рассеиваемой на них мощности.

      Каскад усиления напряжения и выходной усилитель тока с цепью смещения на транзисторе VT8 типичны для УМЗЧ и особенностей не имеют. Следует лишь отметить, что конденсаторы С21, С22 в базовых цепях транзисторов VT12— VT17 облегчают процесс выхода оконечного каскада усилителя из ограничения. Экспериментально определено, что их установка снижает амплитуду импульса сквозного тока через выходные транзисторы в моменты выхода из ограничения с 10… 15 А до 2.. .3 А при работе на активную нагрузку сопротивлением 4 Ом. В результате этого снижаются высокочастотные помехи, излучаемые выходным каскадом усилителя при работе на большой мощности, и повышается надежность работы выходных транзисторов.

      Ток покоя каждого из транзисторов VT14—VT17 выходного каскада устанавливают в интервале 50… 100 мА. Такие значения тока типичны для большинства УМЗЧ с подобной выходной мощностью и являются компромиссом между стремлением снизить искажения, вносимые каскадами усиления тока, и уменьшить выделение тепла в выходных транзисторах. Между тем, по субъективным оценкам, описываемый усилитель нормально работает и при нулевом токе покоя. Даже при нулевом напряжении смещения транзисторов выходного каскада заметного на слух ухудшения качества звучания не возникает, что говорит о достаточной глубине и хороших скоростных характеристиках петли общей ООС и, одновременно с этим, является следствием большой перегрузочной способности усилителя по входу. При этом, однако, усилитель теряет “Устойчивость в малом”. Проявляется это в виде генерации частотой примерно 1 МГц и амплитудой около 0,5 В на эмиттерах выходных транзисторов.

      Элементы фильтра L2, L3, С26—С28, R50—R53 выбраны такими, что его входное сопротивление на частотах выше 100… 120 кГц чисто активно (около 9 Ом) независимо от нагрузки, подключенной к его выходу. Это полностью исключает влияние нагрузки на устойчивость усилителя. Выходной импеданс фильтра и его АЧХ на высших частотах звукового диапазона близки к соответствующим характеристикам выходного трансформатора в ламповых усилителях. Неравномерность АЧХ, создаваемая фильтром, не превышает 1 дБ на частотах до 20 кГц при работе на реальную АС номинальным сопротивлением 4 Ом. При желании получить более гладкую АЧХ на высоких частотах вторую ступень фильтра (L3C28R53) в ущерб эффективности его работы можно исключить.

      Фазово-частотная коррекция усилителя выполнена в соответствии с рекомендациями, изложенными в [4, 5]. На рис. 4 показана асимптотическая АЧХ коэффициента передачи петли его общей ООС. В полосе звуковых частот петлевое усиление практически постоянно и достигает примерно 51 дБ. На более высоких частотах полосы действия общей ООС АЧХ петлевого усиления имеет три излома. Первый полюс на частоте 30 кГц формируется входным импедансом усилителя тока (VT10—VT17) совместно с общим сопротивлением резисторов R26, R27 и емкостью корректирующего конденсатора С13. В частотном интервале 125…460 кГц сформирован участок с наклоном 40 дБ на декаду с целью увеличения глубины общей ООС в верхней части диапазона 34. Полюс на частоте 125 кГц создан цепью индуктивной коррекции L1, R17, R19 в эмиттерах транзисторов VT4, VT5, а нуль на частоте 460 кГц — конденсаторами С7, С8 в цепи общей ООС усилителя. Включенный параллельно с дросселем L1 резистор R18 компенсирует дополнительный фазовый сдвиг, создаваемый входной емкостью первого каскада усилителя вблизи частоты единичного усиления петли общей ООС. Это несколько улучшает форму переходного процесса на выходе усилителя при его испытании сигналом прямоугольной формы. Входной ФНЧ также оказывает некоторое влияние на АЧХ петлевого усиления (на рис. 4 не показано), проявляющееся в его снижении на 3 дБ на частотах выше 48 кГц. Фактическая частота единичного усиления петли общей ООС находится в интервале 2…2,2 МГц.

      Примененная конфигурация корректирующих цепей в дополнение к принятой структуре позволила получить хорошую линейность усилителя на высоких частотах и большую перегрузочную способность по входу. Перегрузочная способность предварительных каскадов проверялась при усилении сигнала прямоугольной формы, подаваемого на базы транзисторов VT1, VT2 через дополнительный резистор (в обход входного ФНЧ). Частота сигнала равна 50 кГц при длительности фронтов на выходе генератора 30 нс, а его размах на выходе усилителя достигает 30 В без учета выбросов на фронтах. В этих условиях амплитуда переменной составляющей коллекторного тока транзисторов VT3 и VT6 бы л а менее 1,5 мА при диапазоне его линейного изменения более 10 мА. Таким образом, даже в таких жестких условиях работы запас по перегрузке входных каскадов превышает 10 дБ, исключая возникновение динамических искажений.

      Благодаря глубокой общей ООС, значительному запасу устойчивости и наличию местных ООС во всех каскадах усилителя, стабилизирующих его работу по постоянному и переменному току, описываемый УМЗЧ обладает хорошей повторяемостью и невысокой чувствительностью к отклонениям параметров элементов. Однако для гарантированного получения указанных выше характеристик необходимо выполнить ряд рекомендаций по его монтажу и выбору элементной базы.

Детали и конструкция

      В качестве DA1 подойдет любой ОУ общего применения с напряжением смещения на входах не более 10 мВ и разностью входных токов не более 50 нА (это гарантирует величину постоянного напряжения на выходе усилителя не более ±25 мВ). Таким требованиям удовлетворяют, например. ОУ КР140УД608, КР140УД1208. Применение здесь прецизионных ОУ, таких как, например, К140УД17, лишено всякого смысла, поскольку постоянное напряжение 20…30 мВ на выходе усилителя с подобной выходной мощностью не несет в себе абсолютно никакого вреда.

      Транзисторы VT1, VT2, VT4, VT5 необходимо подобрать с близкими значениями напряжения база—эмиттер при токе коллектора 1…5 мА и напряжении коллектор—эмиттер 5…10 В. Транзисторы VT1, VT2, кроме этого, должны иметь, по возможности, больший и одинаковый статический коэффициент передачи тока базы при токе коллектора 1 мА. В качестве VT1, VT2, вместо транзисторов, указанных на схеме, применимы, например, ВС557, ВС558 и ВС547, ВС548 соответственно (с индексами В, С), а в качестве VT3, VT4 и VT5, VT6 — любые из серий ВС546, ВС547 и ВС556, ВС557 соответственно.

      В позициях VT7, VT9 и VT10,VT11 могут быть использованы, например, пары КТ6116А(Б)/КТ6117А(Б); КП959А(Б, В)/ КП960А(Б, В); 2SC3502/2SA1380. В качестве VT12, VT13 — указанные на схеме транзисторы с любым буквенным индексом, а также пары КП961А(Б)/КП965А(Б); 2SC4793/2SA1837; 2SC3944/ 2SA1535; 2SC2983/2SA1225; 2SC5171/ 2SA1930. В позициях VT14—VT17 возможно применение пары КТ8101А(Б)/ КТ8102А(Б); 2SC3281/2SA1302; 2SC5200/ 2SA1943; 2SC5242/2SA1962; 2SD1047/ 2SB817. В качестве VT8 пригоден любой кремниевый низкочастотный маломощный транзистор структуры n-p-n в пластмассовом корпусе.

      Транзисторы каскадов усиления тока VT10—VT17 должны быть подобраны попарно с близкими значениями статического коэффициента передачи тока базы при токе коллектора 5…10 мА (для VT10, VT11), 50…100 мА (для VT12, VT13), 0,5…1 А (для VT14—VT17 — они подбираются в четверку) и напряжении коллектор—эмиттер 5…10 В. Кроме того, соединенные параллельно выходные транзисторы должны иметь одинаковое напряжение база—эмиттер при токе коллектора 50…100 мА и напряжении коллектор—эмиттер не менее 5 В.
      Диоды VD1, VD2, VD5, VD6 могут быть любыми из серий КД521, КД522, а также 1N4148, 1N4448; VD9, VD10 — FR203, FR303 или аналогичные.
      Стабилитроны VD3, VD4 и VD7, VD8 могут быть любыми маломощными с номинальным напряжением стабилизации соответственно 12 и 4,7В. Они должны быть подобраны попарно с одинаковым напряжением стабилизации при токе 5… 10 мА.

      В усилителе применены металлодиэлектрические резисторы С2-14 или С2-29В с допуском 1 % (R6—R9, R17, R19, R28, R29) и МЛТ с допуском 5 % — все остальные. Каждый из резисторов R45—R48 составлен из трех включенных параллельно резисторов МЛТ-0,5 сопротивлением 1 Ом, а резистор R53 — из трех включенных параллельно резисторов МЛТ-2 сопротивлением 30 Ом. При отсутствии резисторов сопротивлением 31,6 Ом (R17, R19) и 332 Ом (R28, R29) вместо них могут быть использованы пары одинаковых резисторов на 30…33 Ом и 330 Ом соответственно.
      Подстроечный резистор R32 — многооборотный Murata серии PV36Y; Bourns серии 3296YH т. п.
      Все оксидные конденсаторы в схеме усилителя импортные группы общего применения на напряжение 25 В (С4, С6, С15) и 63 В (С 17, С20, С23). Конденсаторы С2, С7, С8, С13, С16 — керамические. например, К10-23 с допуском 10 %. Конденсаторы СЗ, С5, С11, С12, С14, С21, С22 — блокировочные К10-17, К10-47, К10-60 или КМ-6. Остальные конденсаторы — К73-17.

      В качестве L1 использованы два последовательно включенных дросселя ДПМ-0,6 индуктивностью 10 мкГн каждый. На плате их располагают рядом и соединяют П-образно для снижения чувствительности к внешним переменным магнитным полям. Место расположения дросселей, равно как и входных цепей усилителя, должно быть как можно дальше от его выходных цепей и блока питания.
      Катушки индуктивности L2. L3 выполнены без магнитопровода и содержат соответственно 22 и 44 витка провода ПЭВ-2 диаметром 1 мм. Катушка L2 намотана в два слоя на каркасе диаметром 10 и длиной 13 мм (можно на резисторе R51), a L3 — в два слоя на каркасе диаметром 15 и длиной 25 мм.

      Реле К1 — РЭС-15 исполнений РС4.591.001 или РС4.591.008 (сопротивление обмотки — 2200 Ом). Его можно заменить любым другим малогабаритным реле с рабочим напряжением 12…24 В (при соответствующем изменении номинала резистора R49) и одной замыкающей группой контактов.

      Транзисторы выходных каскадов VT12—VT17 должны быть установлены на общий теплоотвод с тепловым сопротивлением не более 0,5 °С/Вт. Между транзисторами и теплоотводом помещают прокладки из слюды толщиной около 0,1 мм, а все поверхности теплового контакта промазывают неэлектропроводной теплопроводящей пастой, например, КПТ-8. При использовании ребристого теплоотвода в условиях естественной незатрудненной конвекции его площадь должна ориентировочно составлять 1500 см2. В этом случае перегрев теплоотвода по отношению к температуре окружающего воздуха не превысит 40 °С при работе усилителя на нагрузку с импедансом 4 Ом со сдвигом фазы выходного тока до 30°.

      В непосредственной близости от выходных транзисторов должны быть расположены элементы VD9, VD10. R42— R48, R50, С21, С22, С24—С26. На корпусах выходных транзисторов установлена небольшая печатная плата с цепью смещения VT8, R31—R33, С15. Элемент термокомпенсации — транзистор VT8 должен иметь хороший тепловой контакт с корпусом одного из выходных транзисторов. Паразитная монтажная емкость, образованная цепью смещения и прочими цепями, должна быть не более 5 пф.

      Остальная часть усилителя (кроме выходного фильтра) смонтирована на печатной плате, показанной на рис. 5 (вид со стороны печатных проводников). Плата должна быть соединена с элементами выходных каскадов отрезками проводов длиной не более 7…10 см. Провода цепей “01” и “Выход УМ” желательно свить.
      Большинство резисторов и диодов на плате усилителя установлены в вертикальном положении. Внутри корпуса плата должна быть расположена таким образом, чтобы транзисторы VT1, VT2, VT4, VT5 находились как можно дальше от нагревающихся элементов с целью снижения температурных градиентов, влияющих на термостабильность усилителя.

      Выходной каскад должен быть скомпонован таким образом, чтобы площадь контура, образованного элементами VT14—VT17, R45—R48, С24, С25, была минимально возможной. С источниками питания +38 В и -38 В его соединяют двухпроводным кабелем в общей экранной оплетке с сечением жил 0,75… 1 мм2. При этом экранная оплетка должна исполнять роль общего провода, соединяющего усилитель с блоком питания.
Общий провод усилителя разделяется на четыре цепи, обозначенные на принципиальной схеме (см. рис. 3) как О1—О4. Каждая из них соединена отдельным проводником с общей точкой, расположенной недалеко от выходных транзисторов. К этой же точке подсоединяют общий провод от блока питания.

      Возможен вариант сборки всех каскадов усилителя на единой печатной плате. В этом случае отвод тепла от выходных транзисторов в корпусах ТО-3 можно осуществить посредством дюралюминиевого профильного уголка, одна грань которого прижимается к теплоотводу, а другая, расположенная под углом 90° к первой, помещается между выходными транзисторами и печатной платой. При этом выводы транзисторов пропускают в отверстия в уголке и запаивают в плату, а перед этим конструкцию стягивают винтами, пропущенными в крепежные отверстия транзисторов, уголка и платы.

Продолжение – www.radioelectronika.ru/?mod=cxemi&sub_mod=full_cxema&id=656

Л. ЗУЕВ, г. Дзержинск Нижегородской обл.
“Радио” №№ 2,3,4 2005г.

Похожие статьи:
УМЗЧ с параллельной ООС (2)

Читайте также:

Добавить комментарий

Ваш e-mail не будет опубликован. Обязательные поля помечены *